3.1　实例1：数显式大电容测量电路设计

3.1.1　设计要求

（1）简要说明

电容器是一种重要的电子元件，种类很多。铝电解电容器是常用的品种之一，容量大，价格低（与同电容量的其他电容器相比）。其实际电容量与标称电容量的差值较大（可能超过50%），稳定性差，寿命短。例如，铝电解电容器的电容量随温度变化比较显著，在储存或使用几年后，电容量会减少，甚至可能失效。因此，有时需要测其电容量，看其是否符合要求。本实例正是从这种实际需要出发的。

（2）内容和要求

设计并制作一个数显式大电容测量电路，要求如下：

①能测量不超过1990μF的电容量。

②用两个LED数码管和一个发光二极管构成数字显示器。发光二极管用来显示最高位，亮状态和暗状态分别表示1和0。LED数码管用来显示后两位，分别显示0～9。数字显示器可显示最大数字和最小数字，分别是199和0。

③数字显示器所显示的数字N与被测电容量Cx的函数关系为

式中，N是整数。

④测量电路制作后，在正常工作条件下，接上被测电容器，数字显示器可自动显示数字（不需要测试者进行清零、启动等操作），响应时间不超过2s，即接上被测电容器2s后，数字显示器所显示的数字N符合式（3-1）所示函数关系，误差的绝对值不超过3%N+2（设环境温度为15～25℃）。

⑤若被测电容量超过1990μF，则数码管呈暗状态，发光二极管呈亮状态，表示过量程。

⑥测量电路应有接被测电容器的两根夹子线或插孔，并标有符号+和-。+端电位的瞬时值不低于-端电位的瞬时值，开路电压瞬时值最大不超过5.5V。

当+端和-端短路时，数字显示器的状态与Cx＞1990μF时的状态相同，即使+端和-端短路时间很长，测量电路也不会损坏。如果+端和-端开路，则数字显示器所显示的数值应为0。

⑦允许用直流稳压电源供电。

（3）可供选用的主要元器件

表3.1和表3.2分别给出了可供本实例选用的半导体器件和阻容元件。

表3.1中各三极管的β均在50～100范围内。表3.2中的100Ω金属膜电阻器的额定功耗为1/2W，其余各电阻器的额定功耗均为1/8W。

3.1.2　整体方案选择

在一般情况下，电子设计的第一步是选择整体方案。下面将针对本实例要求，提出两种设想，进行分析和比较后，选择较好的设想，深入分析可行性，再加以改进和完善，最后画出详细框图。

（1）初步设想

设计要求中的第3项是最主要的，也就是说，首先应考虑如何把电容量Cx的大小转换成数字量显示出来，使其符合所要求的函数关系。可以用下面两种不同方法实现上述要求。

①如果把三角波输入给微分电路（把被测电容器作为微分电容），则在电路参数合适的条件下，微分电路可输出幅度与Cx成正比的直流电压Ux，经A/D转换后送给数字显示器，便可实现所要求的函数关系。这种设想如图3.1所示。图中，A/D转换器可采用数字仪表中常用的CC7107，由于价格较贵，因此可以考虑用图3.2所示电路代替图3.1中虚线右边的部分。图3.2中，压控振荡器输出矩形波，其频率fx与Ux成正比，Ux与被测电容量Cx成正比，因此，fx与Cx成正比。在计数控制时间等参数合适的条件下，数码显示器所显示的数字N与Cx符合所要求的函数关系。

②利用单稳或电容充放电规律等，可以把被测电容量转换成脉冲的宽窄，即脉冲的宽度Tx与Cx成正比，只要此脉冲与频率固定不变的方波（以下称为时钟脉冲）相同，便可得到计数脉冲，送给计数器后，再送给数字显示器。如果时钟脉冲的频率等参数合适，便可实现所要求的函数关系。这种设想如图3.3所示。图中，计数控制电路输出的脉冲宽度Tx与Cx成正比。

据以上所述，比较图3.1（包括图3.2）和图3.3所示方案可知，图3.3比图3.1简单，因此初步选择图3.3所示方案。但它是否确实可行，还要深入分析。

（2）分析可行性

图3.3所示方案是否确实可行，关键在于控制电路能否实现Tx与Cx成正比，这就需要涉及具体电路和被测电容量的范围。

把电容量的大小转换成脉冲的宽窄，常用的方法之一是用555定时器构成如图3.4所示的单稳电路。但对于本实例的具体要求存在以下两个问题：

①查阅555定时器资料可知，用它构成单稳电路产生的时间误差可能达到5%，再加上其他原因产生的误差，测量精度难以达到实例所提要求。

②在正常工作条件下，这个电路输出脉冲的宽度Tx与Cx的函数关系为

式中，R一般取1kΩ以上。如果R太小（如100Ω），则电路的时间误差会明显增大，甚至不能正常工作。由于Cx的最大值是1990μF，若取R=1kΩ，则Tx＞2s，超过实例所要求的响应时间。据以上所述，图3.4所示电路无法满足要求。

用施密特反相器可以构成如图3.5所示的方波发生器，振荡周期与Cx成正比，但存在以下问题。

①如果图中的施密特反相器是TTL器件74LS14，则振荡周期的稳定性差。

②如果图中的施密特反相器是CMOS器件（CC40106），则图中R应取多大？若R小于2kΩ，则振荡周期的稳定性差，甚至不能正常工作，即使R=2kΩ，由于Cx的最大值为1990μF，振荡周期也超过实例所要求的响应时间（2s）。

图3.5所示电路的振荡周期也与电容量成正比，但是图中电容两端的电压瞬时值Uc有时为正值，有时为负值，这与实例第⑥项要求不符。

根据RC充放电规律，利用充放电开关、电压比较器和与门可构成如图3.7所示电路。图中，充放电开关可采用如图3.8所示虚线左边的电路。为了使反相器输出的高电平幅度不受三极管导通的影响，增加了锗开关二极管VD1。为了保证三极管在Ui为高电平时可靠截止，增加了硅开关二极管VD2。当图3.8中反相器的输入电压Ui由低电平变为高电平时，三极管由导通变截止，Cx充电，Uc逐渐上升。当Uc＞UREF（UREF为正值）后，图3.7中的电压比较器输出低电平。当Ui由高电平变为低电平时，三极管由截止变为导通，Cx放电，Uc逐渐下降，当Uc＜UREF时，电压比较器输出高电平。

据以上所述，可画出图3.7和图3.8中a、b、c、d、e点的波形，如图3.9所示。

下面求解Tx与Cx的函数关系。

由图3.9中波形c可知，在t=0时刻，Cx两端电压Uc的初始值是三极管的饱和压降，设它为Usat，则Uc在t1时间内的变化规律可用下式表示，即

设t=Tx时，Uc=UREF，代入式（3.3）可得

则

由以上分析可知，在UCC、UREF和Usat均为常值的条件下，Tx与Cx成正比。而且由于用三极管作为充放电开关（见图3.8），因此R可以比较小。若R=100Ω，则当Cx=1990μF时，由式（3.6）可得Tx=0.128s，满足实例对响应时间的要求。因此，图3.3所示方案是可行的。

（3）改进措施

虽然图3.7所示电路可将Cx转换成脉冲的宽窄，使Tx与Cx成正比，但还有以下两点需要改进：

①式（3.4）表明，Tx与三极管的饱和压降Usat有关，而Usat不太稳定，将影响精度。

②前面提到，若R=100Ω，那么当Cx=1990μF时，Tx=0.128s，它虽然比实例所要求的响应时间短得多，但比人眼的滞留时间（约0.1s）长，因此要像图3.3那样采用数据锁存器，否则数码管所显示的数字可能不够清晰。如果Tx小于0.1s，则可省去数据锁存器。虽然减小R可以使Tx＜0.1s，但减少R将增大电源的功耗。是否可以在不减少R的条件下，减小Tx呢？

解决上述问题的具体措施是在图3.7中再加一个电压比较器，如图3.10所示。图中，A1和A2分别接成同相输入和反相输入电压比较器，参考电压UREF1小于UREF2，且均为正值。图3.10中各点波形及清0脉冲波形如图3.11所示。

可将式（3.4）中的VREF和Tx分别换成UREF1和tx1，得：

同理，将式（3.4）中的UREF和Tx分别换成UREF2和tx2，得

由图3.11可知

将式（3.7）和式（3.8）代入式（3.9），并利用对数的性质化简后可得

若取UREF1=0.2UCC，UREF2=1/3UCC，则代入式（3.10），可得

即

据以上所述可知，将图3.7所示电路改为图3.10所示电路后，在正常工作情况下，Tx不仅与三极管的饱和压降无关，而且与电源电压UCC无关。也就是说，三极管饱和压降变化或电源波动，几乎不会引起测量误差。此外，若仍取R=100Ω，那么当Cx=1990μF时，由式（3.12）可知，Tx≈36ms，比人眼的滞留时间短得多。如果显示时间（图3.11中为Td-Tx）比0.1s大得多，则不用数据锁存器，数码管也可以显示出清晰的数字。省去数据锁存器，可以减少两个器件，并可省去锁存信号，不仅可以降低成本，而且可以减少实验时安装调试的工作量。

（4）画出详细框图

以上分析了图3.3所示方案的可行性，并进行了改进。根据前面的讨论和实例的各项要求，可以得到系统的详细框图，如图3.12所示。图中各点波形及清0脉冲波形见图3.11。

3.1.3　单元电路设计

画出详细框图后，便可进行单元电路的设计。

（1）低频方波发生器

低频方波发生器的振荡周期就是整个测量电路的响应时间，实例要求响应时间不超过2s，因此，该低频方波发生器的振荡周期不能超过2s，但也不能太短，原因是：

①被测电容器的充放电需要一定的时间。图3.11所示波形说明，每次充电结束时，Uc应超过UREF2，每次放电结束时，Uc应低于UREF1，图3.10所示电路才能正常工作。在分析电路性能时已经指出，按R=100Ω和Cx=1990μF计算，充电时间至少需要36ms，再加上放电时间，还需要留有适当裕量，因此，低频方波发生器的振荡周期应当比36ms长得多。

②人眼存在滞留效应，滞留时间约为0.1s，如果显示周期Td小于0.1s，则可能会出现错误的视觉效果。例如，当Cx=995μF时，按实例要求的函数关系，数码管可能交替显示99和100。但是，只有当显示周期Td比人眼的滞留时间长到一定程度（如Td=0.5s）时，才能清楚地看到数码管在交替显示99和100两个不同的数字。如果显示周期Td比人眼的滞留时间短得多，如Td=0.03s，则当数码管交替显示99和100时，由于99和100交替变化太快，人眼会看到99和100叠加的效果，即成了199。显然，这种现象不允许出现。为了避免出现这种情况，显示周期应比0.1s长得多，通常在0.3～1s范围内选择。由于实例被测电容量较大，因此显示周期可适当取长些。这里所说的显示周期，基本上就是低频方波发生器的振荡周期。综上所述，低频方波发生器的振荡周期可选1s左右，稳定性和精度要求不高。

由于低频方波发生器的振荡频率低，稳定性和精度要求不高，因此可用普通CMOS反相器构成如图3.13所示低频方波发生器。图中，反相器应具有施密特特性，若选用TTL器件，则R不能太大。对于74LS14而言，R一般不能超过3kΩ。要想使振荡周期为1s左右，C需要几百微法。若用铝电解电容器，则稳定性太差；若用钽电解电容器，则成本高。当然，图中的施密特反相器也可以选用CMOS器件，如CD40106，但它的价格比普通CMOS反相器贵得多。

图3.13中，振荡周期与反相器的阈值有关，只能粗略估算，在R1等于或近似等于R的条件下，振荡周期可按T=1.8RC粗略估算，因电路希望的振荡周期为1s，查阅表3.2，可选C=0.15μF，R=R1=3.6MΩ。

（2）充放电开关

充放电开关已画在图3.8中，图中R已选为100Ω，根据实例的第⑥项要求，UCC应选5V。剩下的问题就是通过估算选择R，并估算三极管的参数是否符合要求。

当Ui为低电平时，三极管导通，Cx放电。在Cx两端的电压Uc大于三极管的饱和压降Usat的情况下，Cx的放电电流可按下式估算，即

式中，iCx前面的负号表示Cx放电电流的实际方向与图中所标参考方向相反。将UCC=5V、R=100Ω代式（3.13）得

式中，β是三极管的电流放大系数；IB是三极管的基极电流，与Rb的函数关系为

式中，1.4是硅二极管VD2和硅三极管发射正向压降之和的近似值。将UCC=5V代入式（3.15），再代入式（3.13），得

放电时，iCx应取多大，可以这样考虑：充电结束时，Uc的最大值是+5V，希望放电结束时Uc的最小值接近于0，而放电时间等于低频方波发生器振荡周期的一半，即约为0.5s。也就是说，在0.5s放电时间内，希望Uc下降约5V，即

为了计算方便，将式（3.16）中的不等号换成等号，代入式（3.17），得

再将Cx的最大值（1990μF）代入式（3.18），求解可得

式中，Rb的单位为kΩ。若β=50，则Rb≈2.55kΩ。显然，Rb越小，Cx放电越快。因此，选择Rb时，应按Rb≤2.55kΩ考虑。由于三极管的β随温度变化，而且实际的放电时问可能不到0.5s，考虑到Rb越小，三极管的饱和压降越低，对电路稳定性有利，因此可选表3.2中1.8kΩ的碳膜电阻器。

对三极管参数的要求可按下述估算。

估算iC的最大值。前面已取Rb=1.8kΩ，代入（3.15），得IB≈2mA。实例已经说明，备选各三极管的β均在50～100范围内，因此三极管集电极电流的最大值为

估算三极管的平均功耗。充放电开关的输入信号是占空比为50%的方波，图3.8中，三极管导通和截止各占半个周期，而三极管截止时的功耗几乎等于0。设其在0～0.5T时间内导通，则平均功耗为

在三极管导通期间，UCE和iC的波形如图3.14中的实线所示。对于粗略估算，UCE和iC在0～0.5T时间内的波形如图3.14中的虚线所示。由于三极管在0～0.5T时间内的功耗等于0～t1和t2～0.5T两段时间内的功耗之和，因此式（3.21）可以改写为

式中，（UCE）AV是UCE在0～t1时间内的平均值。由图3.14可知，在到t1时间内，UCE的变化规律用虚线AB粗略近似的条件下，UCE的平均值可近似为

代入式（3.22），并设Usat=0.5V，可得

显然0.5T-t2＜t2，因此，可得出不等式

式中，t1是被测电容Cx放电使Uc由UCEm下降到1V所需要的时间，可由下式求出，即

将式（3.14）代入式（3.26），可得

于是有

由于T≈1s，UCEm≤5V，β≥50，IB≈2mA，Cx≤1990μF，由式（3.28）计算得到（PT）AV＜61mW。据以上估算结果，查阅表3.1，应选3DK14作为图3.8中的三极管。

（3）电压比较器和衰减、整形电路

除了集成电压比较器，集成运放也可以构成电压比较器。表3.1中有一种集成电压比较器和四种集成运放，选择哪种作为图3.10中的电压比较器呢？其中，低功耗四运放LM324的价格最低，先看它的性能是否能满足要求。

①LM324的开环差模电压放大倍数Avd≥1.5×104，若接成电压比较器的形式，并设输出幅度近似为15V，则折合到输入端的灵敏度为

两个电压比较器的参考电压之差为

因此，由LM324的差模电压放大倍数引起的相对误差为

②LM324失调电压的最大值为9mV，与图3.10中电压比较器的两个参考电压值之差UREF2-UREF1相比，相对误差为

LM324的失调电压温漂典型值为7μV/℃，即使温度变化10℃，失调电压也只变化70μV，与两个参考电压之差（667mV）相比，可忽略不计。

如果电压比较器各输入端外接电阻的阻值不大（不超过20kΩ），且满足对称平衡条件，则LM324输入偏置电流、失调电流及温漂所引起的误差也可以忽略不计。

③LM324的单位增益带宽只有1MHz，响应速度较慢，所引起的误差可能比由失调电压等引起的误差大。为了减少误差，可以利用同一个器件中四个运放参数基本相同的特点进行补偿，即把同一LM324中的两个运放都接成同相输入电压比较器（若有必要，也可以都接成反相输入形式），则通常可使由响应时间和失调电压等引起的误差明显减小（一般可减小一个数量级），满足实例对测量误差的要求。

综上所述，预设计时可用LM324构成图3.10中的电压比较器，至于是否确实能满足实例要求，并有一定的裕量，则可通过实验测试解决。此外，前面估算误差时引用的Avd等参数的测试条件是用15V电源供电的，因此LM324的管脚4应接+15V，管脚11应接地。这种供电方式被称为+15V单电源供电，比用正、负双电源供电简便。至于用+5V单电源供电是否也能满足要求，可在实验时试一试。若能如此，则整个测试电路只需一路5V稳压电源供电，可省去图3.12中的衰减环节，因而会更简便。但能否实现，没有把握。因此，在预设计时按+15V单电源供电考虑。

由于LM324用+15V单电源供电，输出高电平均为13V，与TTI电平不兼容，因此要加衰减电阻。此外，LM324的响应速度较慢，输出电压的上升时间和下降时间都较长，所以应当用施密特反相器整形。在弄清这些问题的基础上，可画出电压比较器及衰减整形电路，如图3.15所示。

图3.15中，A1和A2都采用同相输入接法，为了使d1点的波形与图3.10中d1的波形一致，增加了反相器D。图3.15中的反相器G和H均应具有施密特特性，表3.1中的74LS14和CC40106都具有这种特性，但后者比前者贵得多，而且输出波形不如前者好，因此选用74LS14。一个74LS14含有6个施密特反相器，将其中2个作为图3.15中的反相器G和H，实现整形。

图3.15中，R10、R11和R12分压（运放的输入电流可忽略不计），获得参考电压UREF2和UREF1，即

将代入，并取R10=10kΩ，解得R11=2kΩ，R12=3kΩ，显然这3个电阻应选金属膜电阻。

图3.15中，R13、R14、R15和R16接在运放的输入端，它们的作用是在发生意外（如输入过电压）时起限流保护作用。根据对称平衡条件和选定的R10、R11和R12，可选表3.2中4.7kΩ、8.2kΩ、5.lkΩ和7.5kΩ的碳膜电阻器分别作为R13、R14、R15和R16。

图3.15中，R17、R18和R19、R20起衰减作用。当LM324用+15V单电源供电时，输出低电平基本上等于0，输出高电平均为13V，应衰减为3～5V，才能送给后面的TTL施密特反相器，因此衰减系数可取1/3，即

解之，可得R17=2R18。同理，R19=2R20。

查阅LM324的高电平输出电流和74LS14的低电平输入电流等参数便知，可选表3.2中两个2kΩ的碳膜电阻器分别作为R17和R19，选两个1kΩ的碳膜电阻器分别作为R18和R20。

（4）时钟脉冲发生器

实例要求数字显示器所显示的数字N与Cx的函数关系如式（3.1）所示。为此，在计数时间（Tx）内，应送给计数器N个计数脉冲，时钟脉冲发生器的振荡周期TCP与Tx应符合下面的函数关系，即

将R=100Ω及式（3.1）和式（3.11）代入式（3.31），可得

TCP=182μs

因此，时钟脉冲发生器的振荡频率应当为

显然，fCP应当比较稳定。

众所周知，由运放构成的方波发生器的振荡频率比较稳定，而前面用来构成电压比较器的LM324含有四个运放，只用了两个，还有两个尚未利用。虽然LM324的单位增益带宽只有1MHz，但这里fCP只有5.49kHz，因此可用LM324中的一个运放构成时钟脉冲发生器，如图3.16所示。图中，电阻R4和R5与图3.15中R17和R18的作用类似，阻值也相同。

图3.16的振荡周期可按下式粗略估算，即

如果取R1等于R2，再将式（3.32）代入式（3.33），则RC≈82.8μs。若选择表3.2中0.01μF涤沦电容器作为C，则R=8.28kΩ。由于以上近似估算误差较大，而且电阻器的实际阻值和电容器的实际电容量与标称值相比，一般存在一定的误差，因此R可以调节，为此，图3.16中用R3和电位器（接成可调电阻形式）相串联作为R。上面已估算出R=8.28kΩ，所以可选表3.2中6.8kΩ金属膜电阻电阻器作为R3，而用3kΩ的电位器作为RW。

此外，R1、R2和R应当满足对称平衡条件，即R1//R2=R。将R1=R2和R=8.28kΩ代入可得R1=R2≈16.5kΩ。由于振荡器对对称平衡条件要求不严格，因此可取表3.2中两个16kΩ的金属膜电阻器作为R1和R2。

（5）计数器

根据实例要求，计数器的最大容量为199。高位可用一个D触发器或JK触发器，个位和十位应各用一个BCD码计数器。表3.1中的74LS90、74LS390和CC4518都具有BCD码计数功能。其中，CC4518是CMOS双BCD同步计数器，价格低、功耗小，可作为个位和十位BCD码计数器。此外，尚需说明以下几点：

①由CC4518的逻辑图可知，可以将衰减后的时钟脉冲接到1CP端（管脚1），而将图3.12中e点的计数控制信号接到1EN端，省去图3.12中时钟脉冲发生器和个位计数器之间的与门。

②若从EN端输入计数脉冲，则CC4518的触发器由计数脉冲的下降沿触发。当个位计数器为9状态时，1Q4=1，若再来一个计数脉冲，则1Q4由1变为0，即出现下降沿，因此，1Q4可作为个位计数器的进位输出端。也就是说，只要把1Q4与2EN相连，便可实现级联。同理，可将2Q4作为十位计数器的进位输出端。

③高位触发器的接法。根据实例要求，若十位计数器的2Q4端在计数时间内出现下降沿，高位触发器的3Q1端就应当由0状态翻成1状态。在3Q1-1以后，若2Q4再出现下降沿，则3Q1应保持1状态不变，直至清0信号到来为止。若选用JK触发器作为高位触发器，则可接成图3.17（a）所示形式。也可选用D触发器，由上升沿触发，2Q4要经过反相器后，才能接到D触发器的时钟输入端，即如图3.17（b）所示。这两个触发器的J端和D端均应接计数控制信号，即图3.12中的e点。

（6）译码器

译码器的作用是将BCD码计数器的输出译成与LED数码管相适应的形式。表3.1中的74LS47和74LS48都是这类器件，前者可用来驱动共阳极LED数码管，后者可用来驱动共阴极LED数码管。

值得指出的是，74LS47的管脚4既可以作为串行消隐输出端，也可以作为串行消隐输入端。若作为串行消隐输入端，则当其悬空或接高电平时，数码管按正常情况显示；当其接低电平时，数码管呈暗状态。

（7）超量程判断及显示电路

所谓超量程，是指Cx超过1990μF被短路。在此条件下，可能出现下面两种不同情况。①高位计数器的输出端3Q1已经是高电平，十位计数器的2Q4仍有下降沿出现。这种情况可用图3.18中虚线左下方的电路判断。当为低电平时，与门B输出低电平，表示超量程。②当Cx很大或Cx被短路时，在充放电过程中，Cx两端的电压Uc（瞬时值）可能始终低于UREF1或Uc＞UREF1的时间很短。在这种情况下，2Q4不会出现下降沿，不会由高变低，因此需另想办法判断。

观察图3.11波形可知，在t1时刻，a点的波形出现下降沿，Cx充电结束。此时Uc最大，在正常情况下超过UREF2，d2点的波形处于低电平。如果在t1时刻，d2点的波形处于高电平，则说明Cx很大或Cx被短路，因此，可用图3.18中虚线上方的电路判断是否会出现这种情况。其工作原理很简单：如果a点出现下降沿，则d2点为低电平，为高电平；否则，QE2为低电平，发光二极管发光，与门B输出低电平，表示超量程。

此外，图3.18中与门C的另一个输入端接高位触发器的前面已经说过，只要十位计数器的2Q4在计数时间内出现过下降沿，则便是低电平，因而与门C输出低电平，使发光二极管发光。

综上所述，发光二极管的发光条件是Cx≥2000μF，与门B输出低电平的条件是Cx≥2000μF或Cx被短路。因此，只要将与门B的输出端和作为显示译码器的74LS47的管脚4相连，便可实现对超量程显示的要求。

（8）清0单稳

计数器CC4518所需要的清0信号见图3.11中的波形f，D触发器和JK触发器所需要的清0信号是它的反相。对图3.11中波形f脉冲宽度two的要求：①two应比CC4518清0端的延迟时间长，以保证能有效地清0；②two应比时钟脉冲周期TCP小，以免引起不应该有的误差。前面在设计时钟脉冲单元电路时，已求出TCP=182μs，比CC4518清0端的延迟时间大很多倍，因此选择参数时有很大的灵活性。例如，可按two≈30μs估算清0信号单稳电路的参数。由于对two的稳定性要求不高，因此以CMOS反相器为主构成清0信号单稳电路，如图3.19（a）所示。图中，Ui的波形是图3.11中的e点波形或d1点波形。显然，这个电路的时间常数RC应比Ui周期小得多。在此条件下，图3.19（a）中Ui、UR、Uo1和Uo2的波形如图3.19（b）所示。由图可知，UR有时为负值，超过CMOS反相器的电源电压范围，因此图3.19（a）中增加了限流保护电阻R′，其阻值可在10～100kΩ范围内选择。这个单稳电路输出脉冲的宽度，可按two≈0.7RC粗略估算，可得RC≈42.8μs，因此，可取表3.2中的1000pF电容器和43kΩ碳膜电阻器分别作为图3.19（a）电路中的C和R。

3.1.4　整体电路原理图绘制

根据以上单元电路的设计和图3.12所示详细框图，可画出本实例整体电路原理图，如图3.20所示。

（1）图3.20中，反相器A、B、C、D、E和F合用一个CMOS器件，即CD4049。施密特反相器G、H、I、J、K和I合用同一个TTL器件，即74LS14。与门A、B和C合用一个74LS11。

（2）图3.20中，高位触发器和超量程判断电路选用双D触发器，即共用两个74LS74。与用JK触发器相比，成本较低。

（3）图3.20中，运放A1、A2和A3合用一个LM324，用+15V单电源供电，其余器件均用+5V单电源供电。

（4）图3.20中，R23和C3起延迟作用，其目的是为了清0时，高位触发器的D端（图3.20中的D3）为低电平。这样，即使在清0时十位计数器的2Q4端出现下降沿，高位触发器也不会翻成1状态（若翻成1状态，则会发出错误的进位信号），从而保证发光二极管的显示状态与实例要求相符。

此外，图3.20中个别参数值（如R32）可能需要在实验时进行适当调节。