2.2 晶闸管（SCR）中频电源

晶闸管（SCR）中频电源的频率范围为0.5～10kHz。按晶闸管结构分为普通型（或移相型）晶闸管、双向晶闸管（等效于两个SCR的反并联）、自关断型晶闸管（GTO、SITH等）；按性能特点及控制方式分为高频晶闸管、快速晶闸管、光控晶闸管及其他专用晶闸管；按组合方式分为立型晶闸管与晶闸管模块下面将从应用的角度介绍其性能特点。

2.2.1 普通型晶闸管

1.工作原理

晶闸管内部有一个由硅半导体材料做成的四层（P.N.P.N）三端（阳极A阴极K和门极G）器件，其工作原理通常用串联的双晶体管模型来解释，该模型如图2-6所示。普通型晶闸管在型号命名中以KP标识。

图2-6 晶闸管的模型

1）当晶闸管承受正向阳极电压UA时只在门极加上正向电压UG的情况下晶闸管才能导通，称为晶闸管处于通态，导通后的阳极A-阴极K间的管压降为1V左右。

2）当晶闸管承受反向阳极电压（－UA）时，门极G与阴极E间即使加上正向电压UG，晶闸管总是处于关断状态，称为断态。

3）晶闸管一旦导通，门极G就失去控制作用。

4）要使晶闸管关断，必须去掉阳极正向电压（UA＝0），或者给阳极A加上反向电压，或者降低阳极正向电压，使导通晶闸管的电流降低到一定数值之下。能保持晶闸管导通的最小阳极电流称为维持电流。图2-7中的电流IH为维持电流。

5）当门极未加触发电压（UG＝0）时，晶闸管即使加上阳极正向电压UA也不会导通，我们说晶闸管具有正向阻断能力。此特征是一般二极管所不具备的。

图2-7 晶闸管的伏安特性

2.晶闸管的特性

（1）晶闸管的阳极伏安特性 晶闸管阳极A与阴极K间的电压和它的阳极电流IA间的关系，称为晶闸管的阳极伏安特性，如图2-7所示。当IG＝0时，如果在A-K两端施加正向电压UA，晶闸管处于阻断状态，只流过很小的正向漏电流。如果正向电压UA超过临界极限，即正向转折电压UBO，则阳极电流急剧增大，晶闸管导通，且有与二极管正向特征相似的特征。但正常工作时不允许把正向阳极电压加到UBO以上，而是靠门极电流IG来触发导通晶闸管。当IG≠0时，IG大则转折电压低，IG小则转折电压高。晶闸管导通后，在UG＝0的情况下，如阳极电流降到维持电流IH以下，则晶闸管又回到正向阻断状态。图中，UDSM称为断态不重复峰值电压，UDRM称为重复峰值电压，UDRM一般等于90％UDSM，而UDSM与UBO的差值一般由制造厂自定。

当在晶闸管A-K间施加反向电压（－UA）时，晶闸管处于反向阻断状态只有极小的反向漏电流流过。当反向电压超过一定限度到反向击穿电压URSM后反向漏电流便急剧增大，导致晶闸管反向击穿而损坏。因此，加于晶闸管的反向电压只能小于反向重复峰值电压URRM，URRM一般等于90％URSM。

（2）门极伏安特性 晶闸管的门极电压UG与门极电流IG间的关系曲线称为晶闸管的门极伏安特性，如图2-8所示。为应用方便，常以一条典型的极限低阻门极伏安特性OD和一条极限高阻门极伏安特性OG之间的区域来代表，称为门极伏安特性区域。图中AKDEFGL-CBA称为可靠触发区，即在正常使用时，门极的触发电流和电压都应该处在这个区域内。但施加于门极的电压、电流和功率是有一定的限制的，否则会使门极烧坏。因此，可靠触发区就是由门极正向峰值电流IFGM、允许的瞬时最大功率PGM和正向峰值电压UFGM划定的区域。此外，门极的平均功率损耗不应超过规定的平均功率PG（图中KL曲线）图中的门极触发电流IGT是在室温下阳极电压为6V直流电压时，使晶闸管由断态转入通态所必需的最小门极电流。门极触发电压UGT是产生门极触发电流所必需的最小门极电压。

图2-8 晶闸管的门极伏安特性

（3）晶闸管（SCR）的动态特性 由于晶闸管在电路中起开关作用，并存在开通与关断时间，这将影响晶闸管及电路的动态特性。当开关频率低时（如50Hz），可认为晶闸管是瞬时开通和关断的，不需考虑其动态性能与损耗。当工作频率较高时，因工作周期缩短，晶闸管的开通和关断时间就不能忽略，动态损耗所占比例相对增大，并逐渐转化成晶闸管发热的主要原因，这就必须考虑其动态特性和动态损耗。

1）开通时间tgt。设门极电流从t＝0的时刻阶跃开始，到阳极电流上升到稳定值的10％，这段时间称为延迟时间td，如图2-9所示。与此同时，阳极A和阴极K间的电压也在减少，阳极电流从10％上升到稳定值的90％所需的时间称为上升时间tr。开通时间tgt定义为两者之和，即tgt＝td＋tr。普通晶闸管的td＝0.5～1.5μs，tr＝0.5～3μs。

图2-9 晶闸管的开通和关断过程

2）关断时间t_q。当阳极与阴极间的电压U_A在_t＝T／2时刻反向后，从正向电流降为零起，到能够重新施加正向电压为止的时间间隔，定义为晶闸管的电路换向关断时间t_q，它由两部分组成，即

t_q＝t_rr＋t_gr （2-1）

式中 t_rr——反向阻断恢复时间；

t_gr——正向阻断恢复时间。

3）动态损耗。在图2-9中，每一瞬时晶闸管电流与电压相乘，可得到从导通到关断整个过程的晶闸管瞬时损耗曲线，分别为①开通损耗—晶闸管在开通过程中出现的瞬时功耗；②通态损耗—晶闸管在稳定导通期的功率损耗；③关断损耗—在关断的过程中出现的瞬时功耗；④断态损耗—晶闸管在稳定断态期的功率损耗。

3.晶闸管的主要参数

为正常使用晶闸管，要定量地掌握晶闸管的主要参数。

1）断态重复峰值电压U_DRM（见图2-7）、反向重复峰值电压U_RRM、维持电流I_H、门极触发电压U_GT（见图2-8）、门极触发电流IGT。

2）通态平均电压U_TAV。这是指晶闸管通过正弦半波的额定通态平均电流时的阳极电压平均值。通态最大阳极电压以U_TM表示。

3）通态平均电流I_TAV。这是指在额定温度下，允许通过工频正弦半波电流的平均值。通态最大阳极电流以I_TM表示。

4）断态电压临界上升率d_u／d_t。这是指在额定结温和门极断路条件下，不会导致晶闸管开通的最大阳极电压上升率。

5）通态电流临界上升率d_i／d_t。这是指门极触发使晶闸管开通时，晶闸管所能承受的最大通态电流上升率。

6）开通时间t_gt和关断时间t_q。

7）额定结温T_jm。这是指晶闸管正常工作时，芯片所允许的最高温度。

晶闸管应用在工频整流电路中时，一般只要根据上述前三项的参数选用即可。但用在逆变器电路中时，除了要满足这些参数外，还要求关断时间t_q必须和逆变器的工作频率相匹配，以及要求按照所选晶闸管的d_u／d_t和d_i／d_t值来设计逆变器的缓冲元件参数。

2.2.2 晶闸管的一些派生器件

快速晶闸管包括所有专为快速应用而设计的晶闸管，有常规的快速晶闸管和工作在更高频率（10kHz以上）的高频晶闸管。它们主要用于斩波电路和中频逆变电路。由于器件不断地在快速开关条件下工作，因此要求器件不仅有良好的静态特性，还要有良好的动态特性，如要求开通和关断时间短，具有较高的d_u／d_t、d_i／d_t等。当晶闸管的工作频率增高时，开通和关断过程中的损耗也随之增加。

从关断时间看，一般普通晶闸管为数百微秒，快速晶闸管为数十微秒，而高频晶闸管为10μs左右。我国生产的快速晶闸管和高频晶闸管在型号命名中分别以KK和KA标识。普通晶闸管、快速晶闸管、高频晶闸管的部分型号的主要参数见表2-1。晶闸管（SCR）电源常用大功率晶闸管的电压和电流见表2-2。

表2-1 普通晶闸管、快速晶闸管、高频晶闸管的部分型号的主要参数

（续)

表2-2 晶闸管（SCR）电源常用大功率晶闸管的电压和电流

2.2.3 电力半导体模块

电力电子技术主要是由电力半导体器件、电力变流技术和控制技术三部分组成。它主要利用电力半导体器件把工频（50Hz）电能从一种形式变换成另一种形式。在感应加热领域，它是先将50Hz的交流AC变换成直流DC，然后由逆变器再将DC变换成高频率的AC，以满足不同要求的中频、超音频、高频感应加热的需要。但是在这种电能变换过程中采用何种电力半导体器件能使变换装置的体积最小、重量最轻、变换效率最高，且电路简单、可靠、安装操作简单等，是器件设计者长期追求的目标。自1957年世界上第一只晶闸管问世以来经过50多年的开发和研究，目前正沿着模块化、高频化、大功率化和智能化方向发展。

所谓模块化，就是把两个或两个以上的电力半导体芯片按一定电路连成并与辅助电路共同封装在一个外壳内。由于芯片间的连线已在模块内部连成因而它与同容量的分立元件相比，具有体积小、重量轻、结构紧凑、可靠性高外接线简单、互换性好、便于维修和安装、结构重复性好等优点。模块化的器件可使电力电子装置的效率、重量、体积、可靠性、价格等技术经济指标得到进一步改善和提高。

伴随着MOS结构为基础的现代半导体器件研发成功，人们把器件芯片与控制电路、驱动电路、过电压、过电流、过热和欠电压、断相保护电路以及自诊断电路组合起来，密封装在同一绝缘外壳内称之为智能化电力半导体模块IPM（Intelligent Power Module）。

为了提高整个系统的可靠性，以适应电力电子技术向高频化、小型化、模块化方向发展。在IPM的基础上，再增加一些逆变器的功能，使逆变电路（IC）的所有器件以芯片形式封装在一个模块中，便成为用户专用电力模块ASPM（Admin Special Power Module）。这样的模块更有利于高频化。

为了能使逻辑电平为几伏、几毫安的集成电路IC与几百伏、几千伏的电力半导体器件相集成，以满足电力事业的发展，人们采用混合封装方法制造出能适应于各种场合的集成电力电子模块IPEM（Iintegrated Power Electronic Mod-ule）。

晶闸管智能模块ITPM（Intelligent Thyristor Power Module），是把晶闸管主电路和移相触发系统以及过电流、过电压保护、传感器等共同封装在一个塑料外壳内制成的，使有关电路成为了一个整体。该晶闸管模块属电流控制型电力半导体器件，需要大的脉冲触发功率才能驱动。

2.2.4 晶闸管（SCR）中频感应加热电源

晶闸管（SCR）中频电源是中频机组的替代产品。按同等功率输出，它比中频机组要节电30％～40％，它的频率范围是0.5～10kHz。晶闸管中频感应加热电源中常用大功率晶闸管的电压和电流参数见表2-2。图2-10所示为晶闸管中频电路结构框图，它由主电路和控制电路两大部分组成。主电路由三相桥式全控整流电路、逆变电路、谐振回路、负载等组成；控制电路由整流触发、逆变触发、保护信号反馈及自动调节等环节组成。下面主要介绍三相桥式全控整流电路和逆变电路的工作原理。

图2-10 晶闸管中频电路结构框图

1.三相桥式全控整流电路原理

（1）晶闸管三相桥式全控整流电路 图2-11所示为晶闸管三相桥式全控整流电路。图中，晶闸管VT₁和VT₄接A相，VT₃和VT₆接B相，VT₅和VT₂接C相。VT₁、VT₃、VT₅组成共阴极组，VT₄、VT₆、VT₂组成共阳极组。它们的触发顺序依次是VT₁—VT₂—VT₃—VT₄—VT₅—VT₆。

图2-11 晶闸管三相桥式全控整流电路

三相可控整流就是将三相交流电压u_A、u_B、u_C（见图2-12）经三相可控整流桥变换为直流电压U_O，通过改变晶闸管的导通角就可以改变直流电压的大小晶闸管导通角的改变是通过调节角α的改变来实现的。

（2）三相电压及触发脉冲 图2-12所示为三相桥式可控整流电路在调节角α＝0°时的波形及触发脉冲。对应于相电压uA、uB、uC的α角（图中分别为αAαB、αC）的0°点，分别是在π／6、5π／6、3π／2。对于相电压uC、uA、uB的负半周，即－u_C、－u_A、－u_B的α角0°点，分别在π／2、7π／6、11π／6。所有α角的调节范围均为120°（2π／3）。

为了分析方便起见，把一个周期等分6段。在第Ⅰ段期间，A相电位最高因而共阴极组的VT₁触发导通，B相电位最低，共阳极组的VT₆触发导通。这时电流由A相经VT₁流向负载RL，再经VT₆流向B相。加在负载RL上的整流电压为（u_A－u_B）。

经过60°后进入第Ⅱ段。这时A相电位仍最高，VT₁继续导通，但C相电位最低，经自然换相点触发C相的VT₂，电流从B相换到C相，VT₆承受反压而关断。负载RL上的整流电压为（u_A－u_C）。

再经过60°，进入第Ⅲ段，这时B相电位最高，共阴极组经触发换相VT3导通，导通管由VT₁转到VT₃，VT₂继续导通。B、C两相工作，RL上的电压为（u_B－u_C）。

图2-12 三相桥式可控整流电路的触发脉冲

余次类推。在第Ⅳ段，VT₃、VT₄导通，B、A两相工作。在第Ⅴ段，VT₄ VT₅导通，C、A两相工作。在第Ⅵ段，VT₅、VT₆导通，C、B两相工作。再下去又重复上述过程。

三相可控整流电路中，6只晶闸管导通的顺序是VT₁—VT₂—VT₃—VT₄—VT₅—VT₆，每隔60°有一管换相。从上述三相桥式全控整流电路的工作过程可以看出：

1）全控整流电路在任何时刻都必须有两只晶闸管导通，才能形成导电回路其中一只晶闸管是共阴极组的，另一只晶闸管是共阳极组的。

2）触发脉冲的相位，共阴极的VT₁、VT₃、VT₅之间应互差120°；共阳极的VT₄、VT₆、VT₂之间也互差120°。接在同一相的两管，如T₁与T₄，T₃与T₆T5与T2之间则互差180°。

3）为了保证合闸后整流桥共阴极组和共阳极组各有一只晶闸管导电，或者由于电流断续后能再次导通，必须对两组中应导通的一对晶闸管同时给触发脉冲。为此，可以采取两种办法：一种是使每个触发脉冲的宽度大于60°（一般取80°～100°），称为宽脉冲触发；另一种是在触发某一号晶闸管的同时给前一号晶闸管补发一个脉冲，这相当于用两个窄脉冲等效替代大于60°的宽脉冲，称为双脉冲触发。图2-12中给出了双脉冲的波形及相位关系。为清晰起见，图中各晶闸管的触发脉冲均以数字标记，数字与管号是一致的，脉冲序号1～6分别代表晶闸管VT₁～VT₆的触发脉冲。1′～6′为补发脉冲序号，例如，当要求VT₁导通时，除了给VT₁发触发脉冲外，还要同时给VT₆发一个触发脉冲；欲触发VT₂时，必须给VT₁同时发一个触发脉冲，这后者称为补发脉冲，等等。因此，双脉冲触发就是在一个周期内对每一个晶闸管需要触发两次，两次脉冲前沿的间隔为60°。双脉冲电路比较复杂，但可减小触发装置的输出功率，减小脉冲变压器的铁心体积，通常多采用双脉冲触发。

（3）U0的计算公式（电阻性负载）

1）当0≤α≤π／3时

式中 U₂——相电压有效值；

U_2L——线电压有效值。

举例：设α＝0°，U_2L＝380V，则U₀＝513V

2）当π／3≤α≤2π／3时

举例：设α＝120°（2π／3），U_2L＝380V，则U0＝0V。

2.晶闸管负载换相式逆变电路

（1）并联谐振逆变电路

1）电路工作原理。中频感应加热电源广泛应用的逆变电路是电流源并联谐振式逆变电路，如图2-13所示。图中U₀是工频交流电源经三相（可控）整流后得到的直流电压，直流侧串联大电感，又称为电抗器L_d，从而组成电流型逆变电路。电感LT₁～LT₄用来限制晶闸管导通时的di／dt，并在晶闸管移相期间起换相作用，故又称为换相电抗器。桥臂晶闸管（一般采用快速晶闸管）VT₁VT₃与VT₂、VT₄以中频频率轮流导通，可在负载上得到中频交流电；L串联R是中频电炉负载（感应器）的等效电路，因其功率因数很低，为改善功率因数而并联补偿电容器C。L、R和C组成并联谐振电路，故称此逆变电路为并联谐振式逆变电路。由于并联谐振式逆变电路属电流型，其交流电流i的波形接近矩形波，其中包含基波i1和各奇次谐波。因基波频率接近负载电路谐振频率f₀，故负载（并联谐振）电路对基波呈现高阻抗，而对谐波呈现低阻抗，谐波在负载电路上几乎不产生压降，因此负载电压u_AB的波形接近正弦波。

图2-13 并联谐振逆变电路

2）输出功率估算 逆变电路输出功率P₀可近似的用基波计算求得。

P₀＝U₁I₁≈U₀I₀（2-4）

式中 U₁——并联谐振回路两端电压u_AB的基波电压u₁的有效值；

I₁——基波电流i₁的有效值；

U₀——直流电压；

I₀——直流电流。

这表明在理想情况下，即没有考虑晶闸管、电抗器、感应器以及线路等的损耗情况下，负载吸收的有功功率近似为直流电源提供的有功功率。

3）逆变电路的自动调频和起动。在前述分析中，为简化分析而认为负载参数不变，逆变电路的工作频率也是固定的。实际上，在中频加热和熔炼过程中，负载线圈的参数是随时间而变化的，从而引起谐振频率的变化，其变化范围大约是标称频率的25％～30％。因而固定的工作频率无法保证晶闸管的可靠换相，这可能导致逆变失败。为此，需要使触发脉冲频率能自动调整，即电路要能实现频率的自动跟踪。

逆变器常采用自激励方式，但原始信号来自谐振回路，起动时回路又没有输出，因此电路在投入运行前存在一个起动问题。为解决这个问题，可采用多种方法：①附加一个给起动电容器预充电的电路（例如辅助起动桥电路），起动时将已充电电容器的能量释放到负载回路上，形成衰减振荡，检测出振荡信号实现自激励（已淘汰）；②带锁相环频率自动跟踪的杂波起动电路；③采用扫频式零压阮起动。起动过程大致是这样的，逆变电路起动前，先以一个高于槽路谐振频率的他励信号去触发逆变晶闸管，当电路检测到主回路直流电流时，便控制他励信号的频率从高到低扫描，当他励信号频率下降到接近槽路谐振频率时，中频电压便建立起来，并反馈到自动调频电路。自动调频电路一旦投入工作，便停止他励信号的频率扫描，转由自动调频电路控制逆变引前角，使设备进入稳定运行状态。

（2）串联谐振式逆变电路

1）工作原理 电压型串联谐振式逆变电路如图2-14所示。直流电压源U0是由三相可控（或不可控）整流电路得到，直流侧并联大容量电容器C_d；由于负载线圈功率因数很低，所以串联电容器C进行补偿R、L和C构成串联谐振回路。

图2-14 电压型串联谐振式逆变电路

为实现负载换相，要求补偿后的串联回路呈现容性，因此电路的工作频率f，即触发脉冲频率应低于串联电路谐振频率f₀。逆变桥由四个晶闸管VT1～VT4和与其反并联的快速二极管VD₁～VD₄组成四个桥臂。电路工作时，像并联逆变器一样，轮流触发VT₁、VT₃和VT₂、VT₄，使负载得到中频电流。设置快速二极管的目的，是在晶闸管关断期间给负载振荡电流提供通路。图2-15所示为串联谐振式逆变电路主要电量的波形，L、R、C串联谐振回路两端的电压u_AB近似幅值为U₀的方波u₁是它的基波电压，i₁是中频电流i的基波，i_d为直流侧电流，其平均值为直流电流I₀，φ是基波电流i₁超前基波电压u₁的相位角，也是功率因数角。

2）输出功率估算。串联谐振逆变式电路的输出功率P₀可按下式进行估算：

P₀＝0.9U₁I₁cosφ≈0.9U₀I₀cosφ

（2-5）

式中 U₁——基波电压u₁的有效值；

I₁——基波电流i₁的有效值；

cosφ——功率因数；

U₀——直流电压；

I₀——直流电流。

由式（2-5）可知，通过改变U₀或cosφ都可以调节输出功率P₀。

串联谐振式逆变电路适用于淬火加热等需要频繁起动、负载参数变化比较小和工作频率较高的场合。

图2-15 串联谐振式逆变电路主要电量的波形

3.晶闸管逆变器的效率与电源装置的效率

晶闸管逆变器的效率与（整台）电源装置的效率是有所不同的。由于逆变器工作时，存在器件的导通损耗、换相损耗，以及各种部件的损耗，因此由直流侧电压U₀和直流电流I₀所决定的直流功率，并非全部转换为中频功率输出给负载，因而逆变器转换效率是小于1的。图2-16所示为感应加热电源装置50Hz交流输入功率的流向图。图中的数据与器件类型、频率工艺过程（淬火还是锻造加热等）有关。在100Hz～3kHz的频率范围内，晶闸管逆变器的效率是很高的达到96％～97％；在3～10kHz频率范围内，其效率达到93％～95％（整台）电源装置在额定状态下除去逆变器外，三相整流电路、控制电路以及其他辅助电路等均存在损耗，还有工频交流侧功率因数的原因，这些因素将导致电源装置的整机效率要低于逆变器的逆变效率，此效率为70％～77％（淬火状态）。

作为例子，表2-3列出了日本电气兴业株式会社的部分DPG型晶闸管（SCR）电源装置的电气数据。在选用中频感应加热电源时，根据感应加热任务确定所需的功率和频率来选择中频电源设备。有的生产厂家在提供电气数据时只有输出功率而无整机的输入容量，因此在设计低压供电线路的容量时，需要考虑整机效率而加以换算的。

图2-16 感应加热电源装置50Hz交流输入功率的流向图

表2-3 日本电气兴业株式会社的部分DPG型晶闸管（SCR）电源装置的电气数据

举例：假设购买了一台输出功率为800kW的晶闸管（SCR）电源装置（不知道装置容量），取整机效率为74％，则可计算出装置容量＝（800／0.74）kvar≈1081kvar。根据此装置容量则可设计低压供电线路的电器和线路容量。

4.晶闸管中频电源型号的编制方法及电源系列

（1）晶闸管中频电源型号编制 在我国，多数生产厂家对名称及型号编制方法大同小异，主要型号编制方法如下

（2）晶闸管中频电源系列（见表2-4） 举例：表2-4中的KGPS-700／2.5表示水冷式晶闸管中频电源，其额定功率为700kW，额定频率为2.5kHz。

表2-4 晶闸管中频电源系列

5.晶闸管中频电源的谐振电容器

一般感应加热负载是电感性的，其功率因数cosφ很低，通常为0.2～0.4为了提高功率因数，使其接近于1，通常将电容器与负载并联，组成并联谐振回路，故称为谐振电容器。老式产品采用的电容器是RYS和RYST型中频电热电容器，体积大、容量较小。现在已有全膜结构的RFM型全膜电热电容器，其特点是体积小、频率高（可达500kHz）、容量大。它可以替代RYS和RYST型中频电热电容器。

2.2.5 现代中频感应加热电源的整流器

1.中频电源的三相可控整流类型

（1）6脉波可控整流 其电路如图2-11所示。在全导通电阻性负载情况下输出电压是具有6个脉动周期的直流电压，如图2-17所示，相邻两个峰点之间相差60°，6脉波持续时间为0.02s，对应50Hz三相交流电源的周期。根据对6脉波电流的福氏级数分析，谐波次数分别为6、12、18、24等，6脉波中的总谐波方均根值约为直流电流平均值的4.20％。

图2-17 6脉波电压波形

（2）12脉波可控整流 它有两组三相可控整流器，输出端并联，输出电压经合成后输出12脉波脉动电压，波形如图2-18所示，相邻两个峰点之间的相差30°。输出直流电压U0并，两组三相交流电源分别来自12脉波电力变压器T的两组二次侧绕组。变压器T的两组连接组别分别为Dd12和Dy11，它的Y组和D组三相对应线电压之间的相差为30°，Y组超前。谐波次数分别为12、24、36 48等，12脉波中的总谐波方均根值约为直流电流平均值的1.03％。

图2-18 12脉波整流器并联电路及输出电压波形

12脉波两组三相可控整流器也可串联输出，输出电压经合成后输出12脉波脉动电压，波形如图2-19所示，相邻两个峰点之间相差30°。输出直流电压是并联方式的两倍（2U0并）。它的Y组和D组三相对应线电压之间的相差为30°，Y组超前，其线电压有效值相等。谐波次数分别为12、24、36、48等，12脉波中的总谐波方均根值约等于直流电流平均值的1.03％。

图2-19 12脉波整流器串联电路及输出电压波形

图2-20 24脉波整流电路及波形

（3）24脉波可控整流 24脉波整流电路及波形如图2-20所示。整流电路中用到了两台具有特殊结构的变压器T1和T2，每台变压器有两组三相电压输出特殊结构保证了四组线电压u_1组、u_2组、u_3组、u_4组相互间的相位差为15°，各经三相可控整流后在输出端并联合成24脉波电压输出。波形中相邻两个峰点之间相差为15°，谐波次数分别为24，48等，24脉波中的总谐波方均根值约等于直流电流平均值的0.26％。当然，可以只用变压器T1的u_1组和u_2组；或只用变压器T2的u_3组和u_4组获得两路12脉波电压。

综上分析看出，脉波数越多，总谐波方均根值占直流电流平均值的比值将大幅度减少，这将大大降低大功率中频电源对电网的谐波干扰，以上介绍的整流器已广泛应用于大功率中频电源。

（4）直流PWM斩波电路 这种直流电源电路常用于中小功率的感应加热电源中，直流斩波原理框图如图2-21所示。只要改变斩波器中PWM波的占空比就可以改变直流电压U_直的大小。

图2-21 直流斩波原理框图

（5）PSM（Pulse Step Modulation）电源 又称脉冲步进调制器，PSM电源原理示意图如图2-22所示。变压器T是一台多绕组三相变压器，提供多组三相电源u₁组～u_n组，每组包含两路互差30°的三相电源，它们分别经n组三相不可控整流输出直流脉动电压，又经由IGBT（绝缘栅双极性晶体管）组成的斩波器输出脉动电压，每个这样的单元电路称为SPS（Switched Power Supply）模块，每个模块的工作原理相同，它们的输出电压分别为U₁₁、U₁₂……U_n1、U_n2。U₁₁～U_n2有相同的周期T、导通时间t_on、截止时间t_off、占空比D＝t_on／T、输出平均电压＝DU_m，只是相邻两个模块之间有延时t_d。U₁₁～U_n2的叠加输出直流脉动电压为U₀，经LC滤波器后，PSM电路输出的直流电压为U直。选n等于3，则有6个SPS模块，每个SPS模块输出的脉动电压U₁₁、U₁₂……U_n1、U_n2及U₀的波形如图2-23所示。U₀的平均电压＝6DU_m，经LC滤波器滤波后，输出纹波很小的直流电压U直。由此看出，为调节输出电压U_直的大小，可以调节SPS模块的开通数n及占空比D的大小。

举例：6个不控整流器输入端的三相交流电压有效值为620V，在空载情况下，U_直最高可达5000V左右。两路互差30°的三相电源经整流后，两个模块叠加输出的电压是12脉波电压。要想调节输出电压，只要控制器发出控制脉冲“控制脉冲11”～“控制脉冲n2”去改变开关管IGBT₁₁～IGBT_n2的通断比，即可实现斩波功能，从而实现输出电压的调节。

图2-22 PSM电源原理示意图

图2-23 输出脉动电压的波形

2.节能型晶闸管中频感应加热电源

相对于6脉波整流器供电的中频感应加热电源，12脉波和24脉波整流器供电的中频感应加热电源要更节能，功率因数更高，对电网的谐波干扰更低。

（1）12脉波并联谐振式晶闸管中频电源 其电路如图2-24所示，图中直流电源是两个整流器串联供电的12脉波直流电源（见图2-19），逆变电路由晶闸管与并联谐振回路组成。该电路具有如下的特点：

1）两组整流器是串联输出，相比于整流器并联输出的直流电压要高一倍例如图2-19中，Y组和D组的线电压有效值是380V，每组整流器输出的空载最高直流电压根据式（2-2）（cosα＝1）计算为513V，两组整流器串联输出为1026V。因此，在相同电炉功率条件下，主电路电流减小了一半，回路损耗降低到1／4（包括大电流流过可控硅，铜排、电抗器、水冷、电缆等产生的发热损耗）。网侧谐波电流小，功率因数高于0.95。

2）逆变器采用高压大功率高速晶闸管模块构成逆变功率单元，通过逆变功率单元的叠加可实现大功率输出。表2-5列出了两种型号的技术参数，输出功率达20000kW。

图2-24 12脉波并联谐振式晶闸管电源

表2-5 12脉波多个逆变功率单元叠加的晶闸管中频电源

注：需用户配置12脉波电力变压器

（2）其他晶闸管中频电源 晶闸管中频电源的电路结构还可以是：12脉波直流电压（两组整流器并联供电）＋（串联）电抗器＋并联谐振晶闸管逆变器12脉波直流电压（两组整流器并联供电）＋串联谐振晶闸管逆变器；12脉波直流电压（两组整流器串联供电）＋串联谐振晶闸管逆变器。这里就不再做详细的叙述了。